апертура антенны что это

Основы теории синтезированных апертур

В развитии теории и практики от радиолокации к радиовидению было два этапа.

На первом этапе благодаря использованию широкополосных (100 МГц и более) зондирующих сигналов удалось обеспечить высокое разрешение по задержке сигналов и как следствие высокое разрешение по дальности (единицы метров и лучше). Разрешение по дальности определяется выражением

— ширина спектра зондирующего сигнала.

Формирование ДН реальной антенны. Для пояснения принципа синтезирования апертуры вначале рассмотрим формирование диаграммы направленности реальной антенны, которая и определяет разрешающую способность по угловой координате обычной РЛС.

Пусть имеется линейная апертура антенны размером d, на которую падает плоская электромагнитная волна под углом 0 (рис. 2.1), т.е. антенна работает на прием.

Диаграмма направленности формируется в результате синфазного суммирования электромагнитной волны, падающей на апертуру:

— напряженность электромагнитной волны.

Нормированная диаграмма направленности в этом случае равна

на уровне 0,7 или, что то же, 0,5 по мощности:

При работе одной антенны не только на прием, но и на передачу ДН определяется как

а эквивалентная ширина ДН на передачу и прием

В более общем случае апертура антенны задает объем анализируемого пространственно-временного сигнала, который представляет собой зависимость напряженности, фазы и поляризации электромагнитного поля от пространственных координат и времени. Таким образом, апертура характеризуется геометрическими размерами анализируемого объема электромагнитной волны, временем анализа, поляризационными и частотными параметрами. В этом случае разрешающая способность по угловой координате определяется изменением пространственно-временного сигнала в апертуре антенны в зависимости от углового положения источника электромагнитной волны.

Известными примерами такого пространственно-временного сигнала могут служить объемные голографические линзы и синтезированные апертуры.

Синтезирование апертуры. Основное отличие синтезированных (искусственных) апертур от обычных (реальных) апертур антенны состоит в том, что синтезированная апертура (СА) формируется последовательно во времени. В каждый данный момент прием электромагнитной волны ведется реальной апертурой, а синтезированная апертура является результатом последовательного во времени приема электромагнитной волны реальной апертурой при различном ее положении относительно источника электромагнитной волны. Рассмотрим процесс синтезирования на примере формирования прямолинейной апертуры РСА (рис. 2.2).

. Ее диаграмма направленности на прием определяется так же, как и ДН реальной апертуры. Набег фазы волны между двумя положениями реальной антенны на траектории

в два раза больше, чем у обычной апертуры, что обусловлено двойным проходом электромагнитной волной расстояния г (при передаче и при приеме). В результате ширина диаграммы направленности у синтезированной апертуры РСА такого типа оказывается меньше, чем у реальной апертуры такого же размера:

Главный результат синтезирования апертуры в том, что размер апертуры увеличился в N раз по сравнению с размером реальной апертуры.

синтезированной апертуры, сформированной в результате

перемещения реальной антенны. В данном случае эффект достигается увеличением объема анализируемого поля в пространстве и времени.

Основные свойства синтезированной апертуры. Рассмотрим основные свойства синтезированной апертуры.

для бортовых самолетных и космических систем. Типовые значения относительных размеров апертур различных систем следующие:

Благодаря большому размеру апертуры РСА возможно получение высокого линейного разрешения по угловой координате на больших дальностях:

Синтезированная апертура формируется в результате приема и обработки отраженных от цели сигналов, т.е. синтезированная апертура определяет ДН только на прием. ДН на передачу при синтезировании апертуры определяется ДН реальной антенны. Поляризационные и частотные свойства СА также определяются реальной антенной.

При синтезировании апертуры одновременно может работать (излучать, принимать) всего один антенный элемент (реальная антенна). В этом случае не возникает электродинамических задач при формировании всей апертуры, так как нет взаимодействия элементов по электромагнитному полю. Задача синтезирования апертуры и формирования диаграммы направленности фактически сводится к разработке алгоритмов и их выполнению процессором обработки траекторного сигнала. Как и для реальной антенны, ДН синтезированной апертуры есть зависимость сигнала на выходе процессора от угловой координаты точечного источника излучения или переизлучения (в случае активной РСА).

ДН может быть однолучевой, многолучевой, моноимпульсной, адаптивной и т.п.

объекты наблюдения РСА в большинстве случаев находятся в промежуточной зоне (зоне Френеля) апертуры, а не в дальней зоне, как у большинства реальных антенн. При приеме в дальней зоне фронт волны на апертуре считается плоским. С увеличением размера апертуры (или уменьшением расстояния до объекта) сферичностью фронта волны уже пренебрегать нельзя. Обычно условие дальней зоны записывается как

Для реальной антенны бортовой РЛС граница дальней зоны порядка 100 м, а при синтезировании она исчисляется тысячами километров. Поэтому в РСА при обработке траекторного сигнала необходимо учитывать сферичность фазового фронта электромагнитной волны. В простейших РСА, когда размер СА небольшой, кривизну фронта электромагнитной волны не учитывают. Такой режим называют доплеровским обужением луча (ДОЛ), и увеличение разрешения при этом невелико (10. 30) раз.

Учет сферичности фронта волны при обработке траекторного сигнала называют фокусировкой, а апертуру соответственно фокусированной апертурой. На рис. 2.3 показано распределение поля нефокусированной (ДОЛ) (а) и фокусированной (б) апертур в промежуточной и дальней зонах ДН.

Так как сферичность фронта волны зависит от расстояния до объекта, необходим различный закон фокусирования для разных дальностей, т.е. для обеспечения фокусировки СА нужен многоканальный по дальности алгоритм обработки траекторного сигнала.

Благодаря фокусировке СА обеспечивает в промежуточной зоне разрешение не только по углу, но и по дальности даже при смодулированном сигнале. Однако обычно оно невелико, и разрешение по дальности обеспечивается за счет модуляции зондирующего сигнала.

Энергетические характеристики СА (отношение сигнал/внутрен ний шум) определяются коэффициентом усиления реальной антенны и временем синтезирования, т.е. временем когерентного накопления сиг налов. Помехозащищенность от внешних активных и пассивных помех определяется как ДН реальной антенны, так и направленными свойствами СА, т.е. пространственной селекцией помех.

Действительно, в каждом положении антенны при синтезировании апертуры мощность принятого сигнала определяется мощностью излучения и коэффициентом усиления антенны, а синфазное сложение этих сигналов при синтезировании эквивалентно накоплению энергии сигнала за время синтезирования при постоянной спектральной мощности внутренних шумов. По отношению к источникам внешних помех, кроме того, возможна угловая селекция, эффективность которой зависит от ДН реальной и синтезированной апертур.

Использование в процессе синтезирования одновременно не одной, а многих антенн позволяет синтезировать не только линейные, но и плоские и объемные СА.

что представляет исключительно сложную задачу для бортовых ЦВМ. В наземных условиях эту задачу успешно решает оптический процессор, в котором используется запись траекторного сигнала на фотопленку и аналоговая обработка сигнала с помощью когерентной оптической системы.

Источник

Радиолокатор с синтезированной апертурой

Рисунок 1. Радиолокационный силуэт (изображение) корабля, сформированный при помощи процессора обратной синтезированной апертуры радиолокатора Ocean Master

Радиолокатор с синтезированной апертурой

Радиолокатор с синтезированной апертурой (англ. Synthetic Aperture Radar, SAR ) представляет собой бортовую когерентную радиолокационную систему бокового обзора, как правило, авиационную или космическую, в которой движение платформы используется для электронного моделирования чрезвычайно большой апертуры. При помощи таких радиолокаторов получают радиолокационные изображения высокого разрешения при дистанционном зондировании. Суть метода синтезирования апертуры заключается в том, что радиолокационные данные, полученные в каждом отдельном периоде зондирования, сохраняются совместно с данными о местоположении платформы, соответствующими этим периодам. Все эти данные сохраняются в течение определенного интервала времени. Расстояние, на которое переместится платформа в течение этого интервала, определяет размер синтезированной апертуры. По окончании интервала полученные данные обрабатываются совместно, как если бы они были получены при помощи антенной решетки, элементы которой соответствуют положениям платформы с радиолокатором во время каждого из периодов зондирования. При обработке учитываются допплеровские сдвиги частоты, которые будут разными для разных взаимных положений радиолокатора и цели в каждом периоде зондирования. Таким способом достигается гораздо более высокое разрешение радиолокационного изображения, чем у радиолокатора с такой же антенной при использовании реальной апертуры.

Как функционирует радиолокатор с синтезированной апертурой?

Рисунок 2. Расширение луча синтезированной апертуры

Рисунок 2. Расширение луча синтезированной апертуры

Принцип функционирования радиолокатора с синтезированной апертурой (Рисунок 2) схож с принципом функционирования радиолокатора с фазированной антенной решеткой. Отличие заключается в том, что вместо отдельных антенных элементов фазированной решетки в данном случае используется только одна антенна, но с объединением информации с ее выхода в разные моменты времени и, вследствие движения платформы, в разных точках пространства.

Как только цель (например, корабль) попадает в луч радиолокатора, начинают записываться принятые отраженные сигналы для каждого зондирующего импульса. Платформа с радиолокатором продолжает двигаться и эхо-сигналы записываются пока цель находится в луче антенны. Точка, при нахождении платформы в которой цель спустя некоторое время выходит из поля зрения радиолокатора, определяет длину синтезируемой (моделируемой) апертуры антенны. Расширяющаяся синтезированная ширина луча в сочетании с увеличенным временем нахождения цели в луче при увеличении путевой дальности уравновешивают друг друга, так что разрешение остается постоянным по всей полосе.

Потенциальная разрешающая способность в тангенциальном направлении не зависит от дальности до цели и длины волны и определяется только половиной величины раскрыва реальной антенны.

Рисунок 3. Принцип действия радиолокатора с синтезированной апертурой

Рисунок 3. Принцип действия радиолокатора с синтезированной апертурой

Рисунок 3. Принцип действия радиолокатора с синтезированной апертурой

Обязательными требованиями для реализации метода синтезирования апертуры являются:

С использованием такого метода разработчики радиолокаторов могут добиваться таких значений разрешающей способности, для достижения которых при помощи обычных методов потребовались бы антенны, превышающие по размерам самолеты.

Радиолокатор с синтезированной апертурой был использован на борту космического корабля в ходе радиолокационной топографической миссии (англ. Shuttle Radar Topography Mission, SRTM ).

Наряду с радиолокаторами с синтезированной апертурой используются радиолокаторы с обратной (инверсной) синтезированной апертурой (англ. Inverse SAR, ISAR ). В данном случае для формирования синтезированной апертуры используется перемещение (или вращение) не платформы с радиолокатором, а самой цели. Радиолокаторы с обратной синтезированной апертурой играют важную роль в функционировании морских патрульных самолетов-разведчиков для формирования радиолокационных изображений, обеспечивающих распознавание целей.

Искажения наклонной дальности

Искажения наклонной дальности возникает за счет того, что в радиолокаторе измеряются наклонные дальности до объектов, а не реальные расстояния между ними в плоскости земли. Это приводит к изменению масштаба изображения, меняющегося от ближней границы к дальней.

Рисунок 4. Искажение «укорочение»

Рисунок 4. Искажение «укорочение»

Рисунок 5. Искажение «перестановка»

Рисунок 5. Искажение «перестановка»

Рисунок 6. Затенение

Рисунок 6. Затенение

Издатель: Кристиан Вольф, Автор: Андрій Музиченко
Текст доступен на условиях лицензий: GNU Free Documentation License
а также Creative Commons Attribution-Share Alike 3.0 Unported License,
могут применяться дополнительные условия.
(Онлайн с ноября 1998 года)

Источник

Параметры антенн

Рисунок 1. Диаграмма направленности антенны в полярных координатах

Рисунок 1. Диаграмма направленности антенны в полярных координатах

Параметры антенн

Коэффициент усиления и коэффициент направленного действия

Благодаря особой конструкции антенны обеспечивают сосредоточение плотности излучения в определенных пространственных направлениях. Мерой направленности антенны без потерь является коэффициент усиления антенны. Этот параметр тесно связан с коэффициентом направленного действия антенны. Однако, в отличие от коэффициента направленного действия, который характеризует только направленные свойства антенны, коэффициент усиления учитывает также и эффективность антенны. Следовательно, он позволяет оценить фактическую излучаемую мощность. Она, очевидно, является несколько меньшей, чем мощность, подводимая к антенне от передатчика. Поскольку эту мощность легче измерить, чем оценить направленность антенны, коэффициент усиления антенны используется чаще, чем коэффициент направленного действия. Если же предположить, что рассматривается антенна без потерь, то можно считать, что коэффициент направленного действия приблизительно равен коэффициенту усиления антенны.

Для определения коэффициента усиления антенны используется физическая абстракция – изотропная антенна. В большинстве случаев в этом качестве рассматривается гипотетический всенаправленный или изотропный излучатель (то есть излучающий во всех направлениях) без потерь. Иногда вместо него может рассматриваться дипольная антенна, которая тоже может считаться всенаправленной, по крайней мере, в одной плоскости.

Для измеряемой антенны в некоторой точке на определенном расстоянии от нее измеряется плотность мощности излучения (мощность на единицу площади) и сравнивается со значением, полученным при использовании изотропной антенны при прочих равных условиях. Отношение этих двух измеренных плотностей мощности будет равно коэффициенту усиления антенны (в данном направлении).

Например, если направленная антенна порождает в заданной точке плотность мощности, в 200 раз большую, чем изотропна антенна, то ее коэффициент усиления G равен 200 или 23 дБ.

Диаграмма направленности антенны

Диаграммой направленности антенны называют графическое представление пространственного распределения излучаемой антенной энергии. В зависимости от назначения, к антеннам могут предъявляться требования принимать сигналы только с определенного направления и не принимать с других направлений (например, телевизионная антенна, радиолокационная антенна) или, напротив, принимать сигналы со всех возможных направлений.

Желаемый коэффициент направленного действия достигается целенаправленным конструированием антенны, включающим в себя проектирование электрических и механических свойств. Коэффициент направленного действия показывает, насколько хорошо антенна принимает или излучает в определенном направлении. Он отображается в графическом представлении (в виде диаграммы направленности антенны) в функции азимута (горизонтальная диаграмма направленности) и угла места (вертикальная диаграмма).

Рисунок 2. Та же диаграмма направленности антенны в прямоугольных координатах

Рисунок 2. Та же диаграмма направленности антенны в прямоугольных координатах

Для отображения может использоваться как прямоугольная (Декартова) система координат, так и полярная. Измеренные значения могут откладываться в линейном или в логарифмическом масштабе.

Ширина луча по уровню половинной мощности

Ширина луча по уровню половинной мощности есть угловой размер диаграммы направленности, в котором излучается как минимум половина максимальной мощности. Точки на диаграмме направленности, соответствующие границам ее основного лепестка, являются точками, в которых напряженность излучаемого антенной поля уменьшается на 3 дБ по сравнению с максимальной. Угол Θ между этими двумя точками называют углом апертуры или шириной луча по уровню половинной мощности. Чтобы упростить вычисления, иногда предполагают, что излучаемая мощность равномерно распределена в пределах этого угла и равна нулю за его пределами.

Телесный угол луча

Применяются разные модели пространственного представления луча: модель, где сечение луча плоскостью, перпендикулярной его оси, имеет прямоугольную форму со сторонами, длины которых соответствуют ширине луча в горизонтальной и вертикальной плоскостях, а также модели, в которых это сечение имеет круговую или эллиптическую форму (каноническое представление пространственного угла).

Уровень бокового излучения

Кроме основного лепестка диаграмма направленности антенны имеет еще несколько боковых лепестков и задний лепесток. Эти явления нежелательны, поскольку они негативно влияют на направленные свойства антенны и отбирают энергию из основного лепестка. Как правило, оценивается отношение между уровнем основного лепестка и наибольшего бокового лепестка диаграммы направленности. При проектировании и эксплуатации антенн нужно стремиться к тому, чтобы это отношение было как можно большим.

Уровень заднего излучения

Рисунок 3. Апертура антенны – это часть сферической поверхности

Рисунок 3. Апертура антенны – это часть сферической поверхности

Эффективная площадь антенны

Эта формула показывает очень важное свойство: характеристики направленности антенны определяются ее площадью. Чем больше диаметр антенны по отношению к длине волны, тем выше ее направленность.

Полоса частот антенны

Полосой частот антенны называют диапазон рабочих частот, в пределах которого антенна еще сохраняет требуемые характеристики, такие как:

Большинство антенных технологий обеспечивают работу в полосе частот, которая составляет 5 … 10% от центральной частоты, в силу того, что антенна представляет собой резонансное устройство. Например, для центральной частоты 2 ГГц полоса частот будет составлять 100 … 200 МГц. Для достижения широкополосной работы требуется применение антенн специальных типов (например, логопериодическая дипольная антенна, щелевая антенна с коническими щелями).

Издатель: Кристиан Вольф, Автор: Андрій Музиченко
Текст доступен на условиях лицензий: GNU Free Documentation License
а также Creative Commons Attribution-Share Alike 3.0 Unported License,
могут применяться дополнительные условия.
(Онлайн с ноября 1998 года)

Источник

Устройства сверхвысоких частот и антенны (стр. 1 )

Из за большого объема этот материал размещен на нескольких страницах: 1 2 3 4 5 6

Долбик андрей иванович

УСТРОЙСТВА СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ И АНТЕННЫ

1. АПЕРТУРНЫЕ АНТЕННЫ

Это наиболее распространенный тип антенн, обеспечивающий возможность создания узких ДН сравнительно простым способом, а также излучение большой мощности. Вследствие этого апертурные антенны нашли широкое применение в РЭС РТВ.

1.1. Общие свойства и классификация

К апертурным относятся антенны, у которых излучающая система выполнена в виде плоской поверхности, ограниченной замкнутой кривой (чаще всего – прямоугольником или окружностью). Возбуждение антенны стараются осуществить таким образом, чтобы поле в апертуре оказалось синфазным, что обеспечивает остронаправленное излучение, максимум которого совпадает с нормалью к апертуре.

Как было показано ранее, диаграмма направленности апертурной антенны с прямоугольным раскрывом определяется выражением:

. (1.1)

Аналогичное выражение может быть получено для круглой апертуры:

. (1.2)

Ширину главного лепестка в любой плоскости, проходящей через нормаль к апертуре, можно оценить с помощью соотношения:

, (1.3)

где L – размер апертуры в рассматриваемой плоскости; – коэффициент, величина которого определяется видом амплитудного распределения.

Соответственно максимальный КНД раскрыва определяется выражением:

, (1.4)

где SГ – геометрическая площадь антенны; xА – коэффициент использования площади.

Согласно соотношениям (1.3) и (1.4), увеличение волновых размеров апертуры (L/l и Sг/l2) приводит к сужению главного лепестка в любой плоскости qb, qe и росту Dmax. В реальных условиях максимально достижимая величина КНД составляет 106…107. Таким образом, апертурные антенны являются наиболее направленными, а также характеризуются достаточно широким диапазоном, что обуславливает их широкое применение в радиолокации.

К апертурным относят следующие антенны:

1.2. Волноводные антенны

Волноводными называются антенны, выполненные в виде открытых концов волноводов различного типа. Наиболее широко на практике используются излучатели на базе прямоугольных и круглых волноводов, возбужденных на основной волне Н10 и Н11 соответственно. Это наиболее простой тип апертурных антенн.

Поскольку размеры поперечного сечения волноводов не превышают длину волны, то волноводные антенны являются слабонаправленными. Они применятся в качестве облучателей более сложных антенн (линзовых, зеркальных), а также излучателей ФАР.

На рис. 1.1 показан открытый конец прямоугольного волновода с размерами а´в, в котором возбуждена волна типа Н10. На его открытом конце происходит частичное излучение и отражение электромагнитной волны, так как волновые

сопротивления волновода rв и свободного пространства r0 существенно различаются. Строгое решение задачи расчета поля волноводной антенны достаточно сложно, поэтому в инженерной практике используются приближенные методы. Для приближенных расчетов принимаются следующие допущения:

1) пренебрегают затеканием токов на внешнюю поверхность раскрыва и образованием в раскрыве волн высшего типа;

2) полагают, что структура поля в раскрыве такая же, как в поперечном сечении непрерывного волновода.

В этом случае использование формулы (1.1) для синфазного раскрыва с разделяющимися амплитудными распределениями (равномерным для стороны в и косинусным для стороны а) позволяет рассчитать АДН открытого конца прямоугольного волновода в каждой плоскости.

Для волноводов стандартных размеров (а=0,72l, в=0,32l) ширина диаграммы направленности

; (1.5)

(1.6)

в плоскости узкой и широкой стенки соответственно. Таким образом, прямоугольный волноводный излучатель формирует широкую диаграмму направленности, несколько сплюснутую в плоскости широкой стенки.

У круглого волноводного раскрыва ДН имеет почти игольчатую форму, а ее ширина составляет

. (1.7)

Поляризация поля у обоих волноводных антенн является линейной и совпадает с направлением вектора электрического поля в раскрыве.

Большим недостатком рассмотренных типов антенн следует считать их плохое согласование со свободным пространством. Поскольку волновое сопротивление прямоугольного волновода составляет rв=480…590 Ом, а для окружающего пространства r0=377 Ом, то в питающем волноводе устанавливается режим смешанных волн с коэффициентом стоячей волны КС=1,6…1,9. У круглого волновода КС=1,2…1,3.

1.3. Рупорные антенны

У антенн данного типа отсутствуют недостатки, свойственные волноводным излучателям, – слабая направленность и плохое согласование со свободным пространством.

1.3.1. Типы рупорных антенн

Рупор образуется путем увеличения поперечных размеров волновода

(рис. 1.2). Так как волновые размеры излучающей апертуры у рупорной антенны больше, чем у соответствующего волновода, то направленность излучения повышается. Рупорные антенны при рационально выбранных габаритах позволяют получить ширину главного лепестка диаграммы направленности порядка 9…12о. Плавное увели-

чение поперечного сечения волновода обеспечивает хорошее согласование со свободным пространством. Достоинствами рупорных антенн являются также простота конструкции, малые потери, хорошая диапазонность, что обусловило их широкое применение в миллиметровом, сантиметровом и дециметровом диапазонах.

В настоящее время в антенной технике наиболее широко используются секториальные, пирамидальные, коробчатые, конические и биконические рупоры (рис. 1.3).

При плавном линейном расширении поперечных сечений круглых и

Рис. 1.4

коаксиальных волноводов получают конические (рис. 1.4, а) и биконические (рис. 1.4, б) рупоры, обеспечивающие получе-

ние игольчатой диаграммы направленности с шириной главного лепестка порядка 9…12о.

1.3.2. Понятие об оптимальных рупорных антеннах

Известно, что увеличение раскрыва антенны приводит к уменьшению ширины главного лепестка и увеличению коэффициента направленного действия антенны. Чем шире раскрыв рупора, тем уже диаграмма направленности и больше КНД. Однако это справедливо до некоторых пределов, после которых данные характеристики антенны ухудшаются. Причина названного явления заключется в изменении закона распределения фазы в раскрыве рупора, который вместо равномерного становится квадратичным.

Рассмотрим, например, Н-секториальный рупор (рис. 1.5). Здесь

L – ширина раскрыва рупора;

а – размер широкой стенки волновода.

В полости рупора в плоскости Е фронт волны остается плоским. Следовательно, Ф(у)=0. Для того

чтобы определить вид фазового распределения в плоскости Н, рассмотрим геометрические соотношения в рупоре. Как видно из рис. 1.5, на краях рупора фронт волны отстает относительно центра. Максимальную разность хода (а значит, и разность фаз) можно определить из геометрических соотношений (см. рис. 1.5):

. (1.8)

Так как и , то . Следовательно, максимальная разность хода из выражения (1.8) определяется как

. (1.9)

Следовательно, закон изменения фазы в Н-плоскости раскрыва (фазовое распределение) приобретает вид:

. (1.10)

Таким образом, вдоль размера L рупора фаза распределена по квадратичному закону. Ранее было показано, что квадратичный закон изменения фазы в раскрыве расширяет главный лепесток диаграммы направленности по сравнению с равномерным распределением. Расширением главного лепестка можно пренебречь, если отклонение фазы на краях раскрыва не превышает p/4, т. е. . Следовательно, если выполняется условие

, (1.11)

то считеатся, что фаза в раскрыве постоянна.

Из вышеиложенного можно сделать следующие выводы:

1) ширина главного лепестка в плоскости Н зависит от величины отношения L/l. Чем больше отношение, тем уже главный лепесток;

2) ширина главного лепестка в плоскости Н зависит от фазового распределения вдоль размера L, при увеличении которого возрастает неравномерность фазового распределения в раскрыве и главный лепесток расширяется;

3) очевидно, существуют некоторые оптимальные размеры рупора, при которых главный лепесток наиболее узок.

Рупорная антенна с такими размерами называется оптимальной.

В таблице приведены основные параметры рупорных антенн и их оптимальные размеры (d – диаметр раскрыва конического рупора, – его площадь).

1.3.3. Способы создания остронаправленных рупорных антенн

Как видно из таблицы направленность рупорных антенн тем больше, чем больше площадь раскрыва. С другой стороны, чем больше ширина раскрыва (А или В), тем больше должна быть глубина оптимального рупора Ropt. Применение длинных рупоров для получения узких ДН неудобно с конструктивной точки зрения. Поэтому на практике используют следующие способы формирования высокой направленности рупорных антенн:

1) применение различных устройств, выравнивающих фазу в раскрыве. В качестве последних используются диэлектрические линзы, помещаемые в

раскрыве рупора (рис. 1.6, а). В этом случае его длина приблизительно равна фокусному расстоянию линзы. В секториальных рупорах могут быть использованы геодезические (металловоздушные) линзы (рис. 1.6, б);

2) свертывание секториального рупора в рулон вокруг оси, параллельной его раскрыву. Данный способ сопряжен со значительными техническими сложностями;

3) замена одного длинного рупора решеткой, состоящей из коротких рупорных антенн, питаемых синфазно (рис. 1.7). При этом из-за направленности каждого рупора расстояния между ними могут быть больше допустимых в случае ненаправленных излучателей без опасности появления побочных главных максимумов.

1.4. Линзовые антенны

1.4.1. Основные типы линзовых антенн

Линзовые антенны предназначены для формирования узких (2q0,5 >l, ограниченное двумя поверхностями – освещенной

и излучающей (поверхностью раскрыва). В качестве облучателя используются те же типы излучателей, что и в зеркальных антеннах.

Принцип действия линзовой антенны, заимствованный из оптики, заключается в преобразовании расходящегося пучка лучей слабонаправленного точечного источника в параллельный пучок или в преобразовании сферического фронта волны в плоский.

Радиолинзы классифицируются по нескольким признакам (рис. 1.9):

1) по фазовой скорости –

замедляющие – (рис. 1.9, а, б);

ускоряющие – (рис. 1.9, в, г);

геодезические – (рис. 1.9, д);

неоднородные – (рис. 1.9, е);

2) по способам технической реализации –

диэлектрические – (рис. 1.9, а);

металлодиэлектрические – (рис. 1.9, б);

металлопластинчатые – (рис. 1.9, в, е);

металлические дырчатые – (рис. 1.9, г);

металловоздушные – (рис. 1.9, д);

3) по количеству преломляющих поверхностей:

одно и двухповерхностные.

1.4.2. Замедляющие линзы

К замедляющим относятся линзы из естественного или искусственного диэлектрика, коэффициент преломления которого больше коэффициента преломления свободного пространства. В качестве материала для диэлектрических линз используется однородный диэлектрик – полистирол, фторопласт, тефлон и др. (см. рис. 1.8). В диэлектрике линзы , так как и относительная диэлектрическая проницаемость больше единицы.

Определим профиль замедляющей линзы в полярной системе координат , , начало которой поместим в фазовый центр облучателя F (рис. 1.10).

Форма профиля должна быть такой, чтобы падающая на линзу сферическая волна внутри линзы превращалась в плоскую. Из условия равенства оптических длин путей луча, падающего на линзу в точку С, и луча, проходящего вдоль оси z до точки О¢, имеем:

. (1.12)

С другой стороны, из геометриии рисунка получаем второе урав-

. (1.13)

Исключая из (1.12) и (1.13) величину z, находим уравнение профиля линзы:

. (1.14)

Формула (1.14) при n>1 представляет собой уравнение гиперболы с фокусом в точке F и эксцентриситетом n.

Толщина такой линзы обычно составляет d=(0,15…0,3)D. Для обеспечения оптимальной стоимости линзы, уменьшения ее веса, а также сокращения потерь в ней желательно, чтобы толщина была минимальной. Этого можно достигнуть, увеличивая коэффициент преломления n, либо фокусное расстояние f.

Увеличение n в замедляющих линзах приводит к возрастанию коэффициента отражения от поверхности линзы. Поэтому обычно выбирают n=1,3…1,6.

Увеличение фокусного расстояния f также нежелательно, так как при этом возрастает продольный размер антенны. Как правило, считается приемлемым соотношение f»d.

Уменьшение толщины линзы при больших апертурах достигается путем ее зонирования (рис. 1.11), основаного на том, что уменьшение толщины линзы в пределах зоны не должно нарушать синфазности поля в раскрыве линзы, т. е. величина Df должна выбираться так, чтобы разность полей каждой зоны была кратной 2p. Можно показать, что эта величина определяется как

, (1.15)

где l – длина волны в свободном пространстве.

Во всех зонах поверхность гиперболическая, поэтому лучи от них идут параллельно, а фаза отличается на 2pm, где m – номер зоны. Следовательно, на выходе получается равномерное распределение. Линза становится ступенчатой, а ее толщина мо-

жет быть значительно меньше толщины обычной линзы. Недостаток зонированных линз – появление так называемых «вредных зон» (см. рис. 1.11). Они обусловлены тем, что часть энергии от облучателя падает на ступеньки и отражается к источнику, что ведет к росту боковых лепестков и падению КНД антенны. Зонирование также уменьшает диапазонность антенны, так как ступеньки рассчитываются для определенной длины волны l.

Отражения, хотя и меньшие, происходят от незонированных линз. Для их устранения на поверхность наносят дополнительный (так называемый «просветляющий») слой диэлектрика. Его толщина и коэффициент преломления подбираются так, чтобы волны, отраженные от обеих поверхностей слоя, были равны и сдвинуты по фазе на p. Уменьшения влияния отражений на режим в фидере можно также добиться за счет небольшого наклона линзы.

Достоинством диэлектрических линз является их широкополосность, некритичность к поляризации. К недостаткам относятся значительные потери в диэлектрике, а также сложности, связанные с изготовлением однородной линзы, и большой вес.

В линзах из искусственного диэлектрика (металлодиэлектрических) в качестве преломляющей среды используется диэлектрик с небольшим удельным весом, малыми потерями и коэффициентом преломления, близким к единице, в массу которого вкраплены металлические частицы – шарики, диски, полоски и т. д. (рис. 1.9, д). Размеры этих частиц в направлении, параллельном вектору падающей волны, малы по сравнению с длиной волны. Как известно, в обычном диэлектрике под действием электрического поля молекулы поляризуются за счет смещения связанных зарядов. Степень поляризации диэлектрика определяет его диэлектрическую проницаемость. В случае использования искусственного диэлектрика роль отдельных молекул играют металлические частицы, а поляризация обусловлена смещением свободных зарядов – электронов.

Достоинства металлодиэлектрических линз – некритичность к поляризации падающей волны (если вкраплены шарики или диски), диапазонность, сравнительно малый вес.

С конструктивной точки зрения, более удобными являются дырчатые структуры. В диэлектрической дырчатой линзе в качестве преломляющей среды используется набор пластин из диэлектрика с отверстиями, распределенными неравномерно. Эффективное значение коэффициента преломления такой структуры меньше коэффициента преломления сплошного диэлектрика и зависит от числа и величины отверстий в единице объема.

К замедляющим также относят геодезические (металловоздушные) линзы (рис. 1.9, д и е), для которых . Они могут представлять собой системы из параллельных плоских (рис. 1.12) или гофрированных металлических пластин. Формирование плоского фронта в раскрыве геодезических линз достигается за счет «геометрического замедления» – выравнивания геометрических путей различных лучей без изменения фазовой скорости. При этом (вектор Е перпендикулярен пластинам), однако общий ре-

зультат получается таким же, в среде с .

Недостатком конструкции, представленной на рис. 1.12, является асимметрия АФР в ее раскрыве, обусловленная наклоном пластин.

Геодезические линзы диапазонны, не требуют высокой точности изготовления, имеют высокий КПД и хорошо согласуются с окружающим пространством и облучателем, чем обус-

ловлено их широкое применение в радиолокационной технике для получения веерных диаграмм направленности.

1.4.3. Ускоряющие линзы

Наиболее характерной разновидностью этого типа является металлопластинчатая линза, показанная на рис. 1.3, в. Она состоит из пластин, расстояние между которыми . Выбор такого расстояния обеспечивает распространение между пластинами только одного типа волны – Н10. Металлические пластины, ориентированые параллельно вектору , как бы создают плоские волноводы. Фазовая скорость волны и коэффициент преломления такой среды определяется следующими выражениями:

, (1.16)

где а – расстояние между пластинами.

Можно показать, что преломляющая поверхность рассматриваемой линзы должна иметь эллиптическую форму. При этом центральные лучи проходят меньший участок в волноводе и ускоряются меньше, чем крайние лучи, проходящие больший участок с , что приводит к выпрямлению волнового фронта.

Если облучатель создает сферический фронт волны, то освещенная поверхность линзы должна представлять собой часть поверхности эллипсоида вращения. В случае использования линейного облучателя (цилиндрическая волна) – освещенная поверхность линзы будет являться частью эллиптического цилиндра. Металлопластинчатая линза такого типа, изображенная на рис. 1.9, в, фокусирует лучи в Е-плоскости (Е-плоскостная линза). Линза, фокусирующая лучи в Н-плоскости (Н-плоскостная линза), представляет собой набор пластин разной ширины, которые образуют эллиптический профиль.

Ускоряющие линзы по сравнению с диэлектрическими имеют меньший вес и меньшие потери. Однако, они узкодиапазонны, так как в данном случае коэффициент преломления n зависит от частоты. Кроме того, ускоряющие линзы характеризуются поляризационной избирательностью, поскольку не фокусируют волну, у которой вектор перпендикулярен пластине.

Как и в замедляющем типе, для уменьшения толщины ускоряющей линзы применяют зонирование. Профиль ее имеет вид, показанный на рис. 1.13. При этом величина Df определяется из условия

. (1.17)

Вредные зоны несколько снижают коэффициент использования площади антенны и увеличивают уровень боковых ле-

пестков из-за рассеяния части мощности на ступеньках.

Источник